■ 中国石油大学电气工程系 马文忠 吴海波 郭江艳
0 引 言
为了满足优化系统调速性能、提高效率及节能减排技术的需要，高压大功率多电平变频器日益成为研究热点。而且因为其耐压要求低、等效开关频率高、无需动态均压、输出波形好等优点，在交通运输、中高压变频调速、PWM可逆整流、电力系统有源滤波、柔性输电系统等方面得到了越来越广泛的应用。
二极管箝位型逆变器因为其拓扑结构成熟，每个功率开关管承受的电压为直流侧电压的一半等优点得到广泛的应用。该结构的三电平逆变器直流侧采用两只电容分压来产生三个电平，由于电容工艺上不可能完全相同，所带负载及功率开关管状态等因素的影响，将造成逆变器中点电位的不平衡，这是NPC型三电平逆变器固有的问题，也是三电平变频器应用过程中亟待解决的比较突出的难题之一。该问题将带来输出电压波形畸变，开关器件承受的电压不均衡，降低电容的寿命，在有功传递时，可能导致M电平退化为三电平或两电平等危害，这些问题限制了三电平逆变器的应用。本文将对NPC型三电平逆变器的中点电位不平衡的控制策略进行深入分析研究。
1 中点电位平衡的硬件控制策略
一般提出的硬件控制策略有两种：采用大电阻并在电容两端强行分压，但是由于三电平逆变器一般用在很大容量的情况下，所以从电压精度及电源本身的功耗角度出发，该方法是不可取的；还有在直流电源和电容之间并入换流器，使中性点电流不经过电容而直接流入换流器，从而抑制中点电位的偏移，该方案会增加系统的复杂性和成本，也不常用。
下面分析一种是引入变流器均衡系统，在电源和电容之间并联一个电压均衡电路，通过电感吸收或存储能量，通过对电容进行充放电控制来进行补偿中点电位波动，该方法原理简单，不受逆变器PWM调制影响，也不受负载条件的限制，可以很好的抑制中点电位的偏移，下面将给出该方法的两种硬件结构。但是该方法的缺点是：需要增加额外的开关器件及驱动电路，由于电感中电流变化速度的限制，在频率较高时控制效果将受到影响。
图1是硬件控制策略的中点电位平衡电路的主电路。电路中的T1、T2、T3为IGBT管，D1、D2为续流二极管，L1、L2为储能电感，C1、C2为分压电容。这一电路由Boost和Buck变换器组成。T1、D1和C2构成Buck变换器；T2、D2、L2和C1构成Boost变换器。与普通抑制电路相比，该电路增加了一个IGBT管T3，通过控制T3管的导通与关断，在直流侧电压Vdc降低时，该电路也能有效抑制中点电位的偏移。
Vdc保持不变时，T3保持导通，如图2所示。当UC1＞UC2时，Buck变换电路（T1、D1、L1、C2）开始工作，当T1导通时，电流流经T1、L1、C2使电感L1储能，另一方面电压UC1经T1与L1构成回路，也使电感L1储能；当T1关断时，储存在L1中的电能经C2、D1、L1的回路转换到C2中，使C2上电压增大，直到C1与C2上的电压平衡。当UC1＜UC2时，Buck变换器不再工作，Boost变换电路开始工作，不再详述。
当输入电源发生脉动导致VDC减小至低于电压保护设定值时，图2所示电路中的T3管关断，此时的等效电路如图3所示。Boost和Buck变换器同时工作，不仅使C1、C2上的电压平衡，而且使它们的电压之和等于所设定的VDC值。Buck变换器调整电容C2两端的电压。T1导通时，从VDC流出的电流流经T1、L1、C2，使L1储能；T1关断时，L1中的能量转换到C2中，与此同时，Boost变换器将能量从C2转换到C1中，调整C1两端的电压，其工作过程与上述Boost变换模式相同。
2 软件控制策略
控制中点电位平衡的软件控制策略分为基于载波PWM控制的中点电位控制和基于电压空间矢量控制的中点电位控制方法。
1.基于载波PWM控制的中点电位控制方法
众所周知，在SPWM正弦调制波里适当注入三次谐波(一种零序分量)，就可以得到和空间电压矢量调制(SVPWM)相同的输出线电压，而SVPWM则相当于在正弦波上叠加了一个零序分量然后进行规则采样后的结果。基于SPWM和SVPWM二者之间的关系，载波PWM控制的中点电位控制方法的原理可以通过确定在调制波中加入适当的零序分量来实现。因此，目前通用的方法就是在调制波中注入零序电压分量来控制中点电位，实现步骤如下：
A）根据直流母线侧两个电容电压的差值和电容值，计算在一个控制周期内平衡中点电位所需要的中点电流大小；
B）根据参考电压和三相输出电流计算控制中点电位所需的零序电压大小；
C）根据计算得到的零序电压，计算实际的调制电压，进而与三角载波比较产生开关器件的驱动信号。
2.基于电压空间矢量控制的中点电位控制方法
三电平空间矢量分布图和第一扇区矢量分布图如图4、图5所示。
其基本思想是：零矢量和大矢量由于中点不参与能量的传送，因此它对中点电位没有影响，而中矢量和小矢量由于中点处都会有电流流过，也即有能量的流动，因此它会带来中点电位的不平衡。其中每个小矢量都有两种开关状态（正小矢量和负小矢量），而且这两种开关状态对中点电位的影响刚好相反。因此合理安排正负小矢量的作用时间，可以很好的平衡中点电压。目前电压空间矢量中平衡中点电位的方法主要有：
（1）开环控制，通过交替选择正负小矢量，不需要检测直流母线电压和输出端电流，实现简单。但是由于无法补偿中矢量对中点电压的影响，所以只能通过中矢量自身的对称性，在一个完整的输出电压周期内，完成中点电压平衡，导致中点电压存在很大的低频纹波。
（2）检测直流侧电容电压大小，然后根据中点电压的偏离方向，合理安排正负小矢量PWM脉冲的作用时间，进行中点电压补偿。
（3）检测直流侧电容电压大小和直流侧中点电流方向，然后根据中点电压的偏离方向合理安排正负小矢量PWM脉冲的作用时间，进行中点电压补偿。这种方法由于增加了中点电流方向检测，因此可以实现能量双向流动的中点电压调整，而且不受功率因数的影响。
方法（2）和（3）实际都是一种砰－砰控制。实现方法如下：
例如合成图7中的参考矢量，选用，小矢量POO和OON合成电压效果相同，但对中点电位影响相反。方法（2）和（3）即合理安排小矢量正负两种状态的作用时间，一般是引入一个时间调制因子k，使中点电位向平衡的方向发展。如采用下述规则：
当-h≤Δ∪≤h时，取0.5；
当Δ∪＞h，且此时首发小矢量对应的中点电流的方向为流入，则k＞0.5，否则k＜0.5；
当Δ∪＜-h，且此时首发小矢量对应的中点电流的方向为流入，则k＜0.5，否则k＞0.5。
二者的区别是，方法（2）只根据中点电位偏移的方向来确定调制因子，该方法受到负载功率因数和调制因数的影响，当功率因数较小或调制因数较高时，对中点电位的调节作用不明显。方法（3）根据中点电位偏移的方向及中点电流的方向来确定调制因子，将取得比方法（2）好的效果，但仍不能完全抑制中点电位的偏移。
（4）检测直流侧电容电压大小和三相交流输出电流。该方法通过实时检测三相交流输出电流方向得到方向函数，利用该函数选择一个PWM周期内不同电压矢量作用时间来控制中点电流方向，实现电压平衡。理论上这种方法更好，它能计算出补偿的具体时间，理论上能精确计算时间调制因子k，从而精确的控制中点电流，从而完全抑制中点电位的偏移，但是该方法要采样的数据比较多，计算量比较大，对软硬件的要求较高。下面给出的分别是A、B、C、D小区间内时间调制因子k的计算公式：
3 结论
本文主要分析了目前NPC型三电平逆变器中点电位平衡的控制策略，主要分为硬件方面的和软件方面的。硬件控制策略一般是在电源和电容之间并入均衡电路，这种方法能很好的抑制中点电位的偏移，但是因为多电平逆变器多用在大容量的场合，导致成本增加，且电路的复杂性增加，也增大了器件故障的几率。因为中点电位的波动主要是中点流入流出的电流不相等造成的，本文介绍了依此为理论依据的两种软件控制策略，分为基于SPWM控制的中点电位控制策略和基于SVPWM控制的中点电位控制策略。前者一般就是在调制波中注入零序电压分量来控制中点电位，后者则一般是通过控制正负小矢量的作用时间来使中点电位向平衡的方向发展。
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