姚凤薇

（上海电子信息职业技术学院，上海 201411）

0 引 言

第五代无线移动通信系统（5G）需要更高的频率和更高的数据传输速率，数据的大规模传输需要保证传输的完整性和可靠性，功放的线性度越高，信号在发射机处理时的放大失真率就会越小，放大时信号的完整性就可以得到保证[1-2]。PA 作为5G 射频终端的重要器件之一，其线性度指标对整个射频微波系统输出信号的无失真性与稳定性有着决定意义[3-4]。

功率放大器电路设计中，器件的温度效应会导致零点漂移，当放大管工作点偏移较多时，会产生工作电流，电流短时间的急剧增大会让功放的指标参数受到影响[5-7]。偏置电路设计是PA 设计的关键部分，其作用是让每一级的管芯工作在线性区域，克服温度效应带来的零点漂移。文献[8]提出一种三阶自适应偏置结构，典型增益为29 dB，提高了电路稳定性，但是放大器整体线性度有待提高。文献[9]设计一种自适应线性化偏置电路，提高了功率放大器对电压和温度的适应能力，但其饱和功率仅为29 dBm。文献[10]提出一种偏置电路和变压器匹配结构，但设计的放大器增益为28 dB，输出功率仍待提高。

相较于高成本GaN 工艺和成本低却高频自适应差的CMOS 工艺，GaAs 技术目前已在商用功率放大器设计应用中占比最高[11]。本文基于厦门三安公司的2 μm GaAs HBT 工艺，提出一种新型的自适应有源偏置电路，设计了一种工作在3.3～3.8 GHz 频段的射频功率放大器，有效解决了晶体管工作在大信号模式下因自热效应导致的静态工作点偏移问题和增益压缩问题。

1 电路设计

本文所设计的功率放大器主要由三级放大晶体管、偏置电路以及匹配网络组成。

1.1 偏置结构

对于GaAs HBT 工艺，当输入大信号且工作时间较长时会产生自热效应，随着温度的不断上升，晶体管性能进一步恶化，静态工作点发生偏移，放大器工作在非线性区域。传统的偏置结构简单，一般为无源分压，无法对温度和电流进行控制并达到稳定。

图1 所示为一种改进的新型有源自适应偏置电路，在传统的电流镜中添加了晶体管Q1，Q4的基极与Q2的发射级相连，Q1和Q2、Q3基极相连，Q1和Q3组成镜像电流源结构。改变负反馈电阻R2和R3可以改变晶体管Q1和Q3共基极电压压降，从而影响Q0基极电压大小，起到对静态工作点偏移调节的作用。当输入功率增大的时候，功放管Q0的直流电流也随之变大，但在HBT 的自热效应以及基射结整流的作用下，Q0基极电压将会减小，既达到了温度控制的效果，也使偏置电流保持稳定，放大器工作在线性区域。

此外，镇流电阻R8的阻值大小会改变Q0处的电流，对射频功率管的自热效应进行补偿，但是过大的话会增大偏置电路的阻值，降低线性度。最终当R8=77 Ω 时，二者之间达到平衡。本设计要求满足5G N78 通信频段，供电电压Vbat和VCC为5 V，Vreg在2.7～3 V 内可调，P1dB为30.5 dBm，选用的HBT 器件的型号和尺寸为：SANAN_H20_QBEB 器件，其发射极指数e_nf=4，宽度We=3 μm，长度Le=30 μm。

功放的末级管芯采用10 个HBT 器件并联的形式。计算得到其发射极总面积为（10×4×3×30）μm2，最大输出饱和功率为34.7 dBm，满足输出功率的指标要求，工作在深AB 类状态。图2 所示为末级管芯随着温度变化的仿真曲线。由图可知：当温度到达120 ℃时，采用传统的偏置电路的HBT 集电极电流从180 mA 漂移至187 mA；而采用新型有源自适应偏置电路的HBT 集电极电流仅从180 mA 漂移至184 mA，再次证明了本文偏置电路设计的有效性。

图2 末级管芯随着温度变化的仿真曲线

1.2 整体电路设计

功率放大器的电路原理图如图3 所示。偏置电路一、二级间及二、三级间输入阻抗变换也比较小，分别采用了简单的T 型匹配及对称式双LC 结构。根据LoadPull 计算，末级阻抗值为8+j*1 Ω，为了匹配到50 Ω 同时抑制高次谐波分量，末级匹配采用了两组串联匹配LC 组合、TANK（LC 并联）结构和最后一组的串联匹配LC，电路原理图如图3 所示。末级匹配前两组及最后一组LC 匹配结构分别将频率为2f0的波及频率为4f0的波到地，从而抑制了二次谐波分量及四次谐波分量。TANK 结构对于频率为3f0的波来说，其阻抗为无穷大，从而起到了抑制三次谐波的作用，仿真结果如图4所示，图中m1、m2、m3点分别对应二次、三次及四次高次模频率[12-13]。

图3 功率放大器的电路原理图

图4 匹配电路的仿真结果

2 实测结果

功率放大器的芯片尺寸为1.64 mm×0.91 mm×0.085 6 mm，其EVB 图如图5 所示。EVB 上预留了匹配调节位置，后期可进一步优化性能。

图5 功率放大器EVB 图

小信号的测试采用矢量网络分析仪，S参数仿真与实测数据对比结果如图6 所示。频带内实测的小信号增益S21均大于31.2 dB，比仿真增益约小1.5 dB，S12实测值均小于-45 dB，仿真的结果为-58 dB。实测与仿真的差异是由于工艺导致晶体管模型存在偏差、流片测试键合线与仿真时所用的线型和长度有偏差等造成的。

图6 S 参数仿真与实测数据对比

图7 所示为AM-AM 的实测图。测试该数据时，为保护网络分析仪，添加了一个20 dB 的衰减器。由图7可知，在中心频率为3.55 GHz 时，功率放大器输出饱和功率为29.47 dBm，1 dB 压缩点功率为29.06 dBm。IMD3 和ACL 测试采用的是电源、函数信号发射器、功率计和频谱仪搭建的测试平台。如图8 所示，当输出功率为20 dBm 时，IMD3在3.55 GHz时实测为-44.46 dBc，虽比仿真结果相差约-8 dB，但表现出良好的线性性能。图9、图10 分别为ACLR 的实测结果及ACLR 测试数据图。由图可知，当调制信号带宽为10 MHz，中心频点为3.55 GHz 时，输出功率从13 dBm 扫描至28 dBm；当输出功率为27.56 dBm 时，左右边带的ACLR 均小于-37.62 dBc，满足设计要求。

图7 AM-AM 实测结果图

图8 IMD3 仿真与实测结果（3.55 GHz）

图9 ACLR 实测结果（3.55 GHz）

图10 ACLR 测试数据图（3.55 GHz）

3 结 论

基于三安公司的2 μm GaAs HBT 工艺，提出一种新型的自适应有源偏置电路，有效抑制了自热效应带来的静态工作点偏移问题和增益压缩问题，并通过末端级联的匹配实现了高次模抑制。本文采用此偏置电路进行三级级联，实现了一款工作在5G N78 频段的射频功率放大芯片，芯片尺寸仅为1.64 mm×0.91 mm×0.085 6 mm。小信号实测增益大于31.2 dB，当输出功率为20 dBm 时，IMD3 测试结果低于-44.46 dBc，线性性能良好。但本文设计的功率放大器饱和功率略低，还需进一步优化。