汪承慧，朱杨，王放
（1.中国电子科技集团公司第三十八研究所，安徽合肥，230088；2.安徽省天线与微波工程实验室，安徽合肥，230088）
0 引言
随着无线通信系统、雷达系统和目标跟踪、电子对抗装备的发展，宽波束天线得到了广泛的应用[1~3]，为了满足实际应用中对宽带宽波束的要求，学者们提出了许多的宽波束天线技术[4]，包括改变介质板特性、采用磁电偶极子天线、背部或顶部加载、短路探针加载等。例如，文献[5]提出了一种金属桥加载的蝴蝶结形偶极子宽波束天线，在11.5%的相对带宽内能够实现H 面波束宽度大于115°，然而其E面波束宽度小于31°；文献[6]提出一种基于Γ 型馈电结构和金属柱加载的磁电偶极子天线，在E 面和H 面同时实现宽波束，遗憾的是该天线只实现了单一极化。在同时满足宽频带、水平/垂直双极化、E 面和H 面宽波束覆盖等多重要求下设计辐射性能良好的天线具有很大的挑战性。
针对以上实际需求和挑战，本文提出一种基于矩形缺口金属背腔加载的方式扩宽双极化天线的带宽和波束宽度，所设计天线的3D 结构图见图1，与一般的双极化天线相比，其具有以下特点：
图1 天线结构形式
（1）结构上，伞状双极化振子叶片与水平面呈30°倾斜、金属背腔侧壁切去矩形结构形成缺口，该结构形式改变了电流分布从而实现天线辐射特性的调控。
（2）极化实现方式上，不同于常规的一个端口实现一个极化，本文采用双斜极化天线形式，通过两端口等幅同相和等幅反相馈电分别实现水平和垂直极化，该种激励方式能够进一步平衡E 面和H 面波束宽度；
（3）实现效果上，所设计的双极化天线在宽频带范围内实现双端口的良好阻抗匹配性能和稳定的辐射方向图，同时在E 面和H 面实现双极化宽波束覆盖。
1 天线设计
矩形缺口背腔天线结构形式如图1 所示，天线由伞状振子天线和矩形缺口金属背腔构成，其中伞状振子天线由四片金属叶片和馈电巴伦组成，金属叶片与水平面呈30°度倾斜，馈电巴伦由分别连接右侧两片金属叶片的两个同轴馈线和分别连接左侧两片金属叶片的两个接地金属柱构成，同轴馈线和金属柱通过空气桥交叉连接，形成双斜极化振子馈电结构；矩形缺口背腔由圆柱背腔挖去四片矩形形成，矩形缺口中心对齐金属叶片之间的缝隙。天线结构形式简单且加工成本低，主要结构关于xoz 面和yoz 面对称，背腔、双极化振子叶片、巴伦的金属柱和同轴线外导体均由铝制成，同轴线内导体和空气桥则采用铜材料以便于焊接。天线所有尺寸采用全波仿真软件进行优化，优化后的天线主要结构电尺寸见表1，其中λ0为中心频率的自由空间波长。
表1 天线尺寸
为了更清楚的展示矩形缺口背腔天线的设计过程，图2给出了天线结构演进的三个步骤，演进过程中双极化振子叶片及巴伦的结构尺寸保持一致，通过改变金属背腔/反射板的形式和结构来进行优化。天线1 为圆形反射板天线，除了振子叶片向下倾斜一定角度，其与传统的双极化金属振子天线结构形式类似，为保证天线主波束向上辐射，地板直径为0.6λ0；天线2 为圆柱背腔天线，在天线1 的基础上增加了具有一定高度的腔壁，背腔直径为0.54λ0，即与矩形缺口背腔天线一致，腔壁高度根据天线性能进行优化；天线3为矩形缺口背腔天线，矩形缺口尺寸根据天线阻抗匹配和辐射性能进行调整。
图2 天线结构演进（天线1-3）
三种天线全波仿真的两端口电压驻波比如图3 所示，以端口1 和端口2 驻波比同时小于2 为标准，天线1-3 的相对带宽分别为51%、39%、71%，天线2 相比参考天线1 阻抗带宽有所减小，但天线2 地板尺寸更小；天线1 和天线3 相对于各自最低工作频率的电尺寸分别为0.46 和0.35，而天线3 相对带宽约为参考天线1 带宽的1.4 倍，说明了加载矩形缺口背腔在小型化的同时能够有效地增加天线带宽。
图3 三种天线的端口电压驻波比对比
在水平/垂直双极化应用中，有效双极化波束覆盖区域由水平极化和垂直极化方向图中较小的半功率波瓣宽度决定，本文通过给双斜极化天线端口等幅同相馈电实现水平极化等幅反相馈电实现垂直极化。图4 给出了三种天线分别工作在水平极化和垂直极化模式下两个主面的半功率波瓣宽度随频率的变化曲线，可以看出，天线1 在水平/垂直极化工作模式下，两个主面的半功率波瓣宽度差别非常大（相差25°~48°），且差距随频率上升而增大。同时对比图4(a)和图4(b)可以看出，天线在水平极化模式下的xoz 面/yoz面半功率波瓣宽度与垂直极化模式下的yoz 面/xoz 面半功率波瓣宽度相当，这就意味着同一主面上水平极化和垂直极化的半功率波瓣宽度差别大，有效的双极化波束覆盖范围受到限制（小于80°）；同样的，天线2 也存在特定极化模式下两个主面半功率波瓣宽度差别大，但是天线2 相比天线1 在半功率波瓣宽度较宽一面上的波瓣宽度随频率的变化更加缓慢，因此，圆柱腔壁的加载有利于天线在宽带内实现稳定的辐射方向图；三种天线中，天线3 在水平/垂直极化工作模式下两个主面的半功率波瓣宽度最接近（相差约±10°），且在宽频带内具有宽波束（半功率波瓣宽度约100°）和随频率变化的波瓣宽度的稳定性（不同频率的波瓣宽度相差小于±9.3°）。
图4 三种天线的半功率波束宽度对比
2 参数分析
为更好地理解双极化矩形缺口背腔天线的设计原则，对天线一些关键尺寸进行参数分析，关键尺寸包含矩形缺口背腔底面直径D、矩形缺口长度Lc、矩形缺口宽度Wc、伞状双极化振子叶片长度La、叶片宽度Wa以及叶片与水平面的夹角，所影响的天线性能包括天线端口驻波比（两端口驻波比变化规律一致，仅展示端口1）、天线增益或辐射方向图（两极化模式下辐射特性变化规律一致，仅展示水平极化模式）。在针对单一尺寸进行参数分析时，其他参数按表1给定的尺寸进行设置。
■2.1 背腔直径D
矩形缺口背腔底面直径D 对天线端口驻波比、增益的影响见图5(a)所示，可以看出背腔底面直径D=0.48λ0时驻波比小于2 的阻抗带宽最窄，频带内的增益最小，D=0.54λ0和D=0.60λ0时的阻抗带宽相当，但是D=0.60λ0时的带内驻波比更小，且频带内的增益值更高，表明背腔底面直径越大越有利于天线端口阻抗匹配，同时天线增益也越高；矩形缺口背腔底面直径D 对两个主面的半功率波瓣宽度的影响见图5(b)所 示，可以看出D=0.48λ0、D=0.54λ0、D=0.60λ0时两主面半功率波瓣宽度总体上随频率升高分别呈现上升、稳定和下降趋势，且三种情况下的平均波瓣宽度依次减小。因此背腔直径D在实现天线的宽带和宽波束两个目标上矛盾，综合考虑阻抗带宽、带内波瓣宽度稳定性、增益和波瓣宽度的平衡，选择背腔直径D=0.54λ0。
图5 背腔直径D 对天线性能的影响分析
■2.2 矩形缺口长度Lc
分析背腔上矩形缺口长度Lc 对天线端口驻波比、增益及波瓣宽度的影响，矩形缺口长度Lc分别取0.24λ0、0.27λ0、0.30λ0，长度Lc 增长，天线端口驻波比在最低频略有恶化，但是频带内的增益提高了约0.2dB，Lc=0.24λ0时频带内波瓣宽度稳定性最差，波瓣宽度随频率上升而变宽，Lc=0.27λ0和0.30λ0时波瓣宽度基本相当。可见矩形缺口长度Lc 对天线性能的影响并无明显规律，需要结合其他参数根据实际需要进行全波仿真优化。
■2.3 矩形缺口宽度Wc
矩形缺口宽度Wc 对天线端口驻波比、增益的影响见图6(a)所示，可以看出矩形缺口宽度Wc=0.135λ0时驻波比小于2 的阻抗带宽最宽，但是此时频带内的增益最小，且随着频率的上升，天线增益呈明显下降趋势。
图6 矩形缺口宽度Wc 对天线性能的影响分析
随着Wc 宽度的增加，阻抗带宽变窄，天线增益尤其是高频天线增益显着增加，在矩形缺口宽度Wc=0.075λ0时天线增益随频率变化不再呈下降趋势，此时阻抗带宽仅为矩形缺口宽度最宽时的一半。因此矩形缺口宽度Wc在实现天线的宽带和带内增益稳定性两个目标上矛盾。同时从图6(b)可以看出，随着矩形缺口宽度的增加，天线方向图的半功率波瓣宽度也随之增加，在Wc增加至0.135λ0时，带内的半功率波瓣宽度稳定性较差。综合考虑阻抗带宽、带内增益稳定性和波瓣宽度，选择背矩形缺口宽度Wc=0.105λ0。
■2.4 叶片长度La
分析伞状振子叶片长度La 对天线端口驻波比、增益及波瓣宽度的影响，矩形缺口长度La分别取0.211λ0、0.241λ0、0.271λ0，随之长度La 增长，天线端口阻抗带宽往低频段扩展，有利于实现天线的小型化，但是频带内的驻波比有所恶化、增益下降了约0.5dB，La=0.241λ0时频带内波瓣宽度稳定性最好，两个主面内的波瓣宽度在中心频点处相等，La=0.211λ0和0.271λ0时波瓣宽度分别在低频段和高频段相差较大。同时考虑带宽和带内驻波比、增益及波瓣宽度的稳定性，伞状振子叶片长度La取0.241λ0。
■2.5 叶片宽度Wa
分析伞状振子叶片宽度Wa对天线端口驻波比、增益及波瓣宽度的影响，矩形缺口宽度Wa分别取0.219λ0、0.227λ0、0.234λ0，随之宽度Wa增长，天线端口阻抗带宽往高频段扩展，且频带内天线增益有略微上升(<0.2dB)，三种叶片宽度下频带内波瓣宽度稳定性相当，两个主面内的波瓣宽度在中心频点处相等，Wa=0.219λ0时带内波瓣宽度略有增加。可见叶片宽度Wa对天线性能影响较小，适用于确定其他参数后的天线性能微调。
■2.6 叶片与水平面夹角
叶片与水平面夹角θ对天线端口驻波比、增益的影响见图7(a)所示，可以看出叶片与水平面无夹角时(θ=0o)阻抗带宽小于叶片与水平面有夹角(θ=30o)的带宽，且有夹角时的带内增益更加稳定；叶片与水平面夹角θ对天线带内波瓣宽度的影响如图7(b)所示，叶片与水平面无夹角时xoz 面的波瓣宽度远大于yoz 面波瓣宽度，不利于实现宽角域范围内的双极化波束覆盖，叶片与水平面有夹角时的两主面波瓣宽度相差较小，更适用于宽带宽波束双极化应用。
图7 叶片与水平面夹角对天线性能的影响分析
3 极化性能
本文采用双斜极化天线形式，通过两端口等幅同相和等幅反相馈电分别实现水平和垂直极化，图8 给出了常规的单端口激励实现水平极化和双端口等幅同相激励实现水平极化的对应主面上的波瓣宽度的对比，可以看出双端口组合激励的方式能够有效地平衡E 面和H 面波束宽度。
图8 单端口激励与双端口激励的波瓣宽度
为进一步说明矩形缺口背腔天线的双极化宽波束特性，图9 给出了该天线在高/中/低三个频点处的水平和垂直极化模式下的方向图，可以看出两种极化模式下主极化方向图主瓣具有一定相似性，有利于宽角域的双极化覆盖，具体的，三个典型频点处的双极化增益在120°波束覆盖范围内增益都大于1dB。
图9 矩形缺口背腔天线xoz 面辐射方向图
4 总结
本文提出了一种矩形缺口背腔天线设计，相比未加载矩形缺口背腔的参考天线，阻抗带宽拓宽到1.4 倍，主面上双极化有效波束覆盖角度从小于80° 拓展到约100°，该天线及其设计思路可应用于双极化宽波束天线应用中。
