杜兴宇

（电子科技大学，四川成都，611731）

0 引言

混频器是射频收发系统中的重要组成部分，一般位于系统前端，在信号的收发过程中实现射频信号和中频信号间的相互转换，其混频特性的好坏以及线性指标的优劣对整个收发链路都有着很大影响。随着无线通信技术的发展，对通信系统各部件的性能指标、生产成本等要求也越来越高，如今对混频器的研究趋势正在向高线性度和高集成度等方向发展[1]。双平衡结构是如今应用最广泛、实用性最强的混频器类型之一，电路主要由平衡-非平衡转换电路（巴伦）和串联二极管环路组成，相较于其他传统结构，双平衡混频器具有较宽的工作频带、较好的线性度以及很高的隔离度等优势。本文选用稳懋0.15μm GaAs pHEMT 工艺套件，设计了一款工作在C波段的无源双平衡混频器芯片，在变频损耗、隔离度和中频带宽以及1dB 压缩点等主要指标较好的同时，将芯片面积控制在了1000μm×700μm 以内，实现了低成本的目标。

1 双平衡混频器工作原理

常见的混频器结构包括单端混频器、单平衡混频器、双平衡混频器以及双双平衡混频器等类型。其中双平衡混频器在保持高性能的前提下还能实现较低的成本，因此被广泛使用。其电路拓扑结构如图1 所示。

图1 双平衡混频器原理图

中间是由四个参数规格完全一致的二极管首尾连接形成的环路，通过二极管本身的非线性特性实现对输入信号的混频功能；两侧分别是射频端和本振端的巴伦器件，用于实现由非平衡信号到平衡信号的转换。转换后的射频信号和本振信号分别接入二极管环路中的四个对称节点，经过混频网络作用后，产生的中频信号由射频端巴伦引出。整体结构高度对称，因此该结构理论上信号端口间具有很高的隔离度[2]，能有效减少端口间信号窜扰的影响。

基于图1 电路结构分析目标参量，射频端输入信号和本振端输入信号分别表示为VRFcos(ωRFt)和VLOcos(ωLOt)。由非线性电路特性原理分析中频输出电流展开式为：

因此经过混频网络所产生的输出信号中除目标下变频分量 ωIF=ωLO-ωRF外，只包含奇次谐波的和差形式组合，而偶次谐波的组合分量被全部抵消[3]。

2 混频电路设计

■2.1 二极管环路

混频网络中的二极管环路是电路实现其混频功能的核心，并且混频电路整体的变频损耗也有很大一部分来自二极管元件，因此其规格参数选取非常重要。二极管所产生的变频损耗可由下式计算。

其中PD表示变频损耗，T表示元器件正常工作的一个时间周期，VF表示其导通压降，iF表示其导通电流。当二极管栅宽越大时，积分项中V、i两项的乘积就会越小，因此所产生的损耗也就越小，但当栅宽过大时则会引起频段产生偏移量[4]，所以相关参数应当在合理的范围内取值。本文所选用的二极管参数为：栅指数为4，栅宽为50μm。二极管模型如图2 所示。

图2 二极管参数

■2.2 巴伦的设计

巴伦是混频网络中实现由非平衡信号到平衡信号的转换的器件，在双平衡混频器中将射频信号和本振信号分别转化为幅度值相等、相位相反的平衡信号，然后加载到二极管环路中的四个节点，实现混频功能，巴伦器件的平衡特性以及插入损耗、欧姆损耗对混频器的整体指标非常重要。常见的巴伦结构包括marchand 结构、平行线结构和变压器式的结构，前两种结构组成中都包括四分之一波长线，在频段低时需要很大的面积尺寸，因此不适用于低成本设计。本文所采用的平面螺旋巴伦是基于变压器式的结构，由两组平行耦合的螺旋微带线组成，具有宽带、低损、节省面积以及耦合度高等特点。

影响巴伦性能指标及频率特性的主要是其螺旋结构中的各项几何参数，包括螺旋线的总长度、宽度、间距、线圈直径和匝数。其中，螺旋线的总长度和巴伦的工作频段有关，基本成反比例关系，因此在较低的频段需要相对较长的耦合线，会增大线圈的欧姆损耗；线的宽度变窄也会增大线圈的欧姆损耗以及巴伦的插入损耗，但在一定程度上会增强线圈内部的耦合，而线宽太宽时由于趋肤效应的影响，又会增大插入损耗；线间距越小，线圈耦合度越高，插入损耗越低，因此最容易确定；线圈内径加宽会导致耦合变弱，插入损耗变大，而变窄则会产生涡流损耗增大插损[5]。同时，这些几何参数共同决定了螺旋结构的尺寸。巴伦器件的Q 值可以通过上述参数计算，近似为[6]：

其中，L为螺旋线的总长度，W为宽度，S为间距，D表示线圈内侧直径，N是线圈的匝数。

因此在设计巴伦各项尺寸参数时，除线间距应取所选设计工艺所允许的最小取值之外，其余参数需根据不同指标的优先级综合考虑，选取最优值。

本文经仿真验证后的巴伦尺寸参数为：线圈匝数N=4，宽度W=10µm，线间距S 为所选工艺PP15 允许的最小值5μm，内径D=5mµ。本振巴伦的幅度及相位特性如图3所示。

图3 本振巴伦幅相特性曲线

射频巴伦的幅度及相位特性如图4 所示。

图4 射频巴伦幅相特性曲线

经仿真测试，本振端巴伦在中心频率5.2GHz 处两端口输出信号间幅度差值为0.9dB，相位差值为180°，工作频带内幅度最大差值为1.1dB，相位最大差值为176°；射频端巴伦在中心频率5.2GHz 处两端口输出信号间幅度差值为1.5dB，相位差值为179°，工作频带内幅度最大差值为1.6dB，相位最大差值为177°。因此两侧巴伦在本设计4.5-6GHz 工作频带内均实现了较好的输入信号等幅反相功能，符合混频网络信号对称性要求。

3 仿真结果

本文选用WIN 的PP15-51 设计套件，混频器芯片的整体版图设计在ADS 仿真软件中完成，由二极管环路、射频和本振端巴伦、MIM 电容、地孔等部分组成，混频器最终整体版图如图5 所示。

图5 混频器芯片整体版图

左侧、右侧和下方三处PAD 分别为本振信号输入端、射频信号输入端和中频信号输出端，芯片最终尺寸为1000μm×700μm，整体设计满足该工艺drc 规则，可交付流片。

电磁场仿真环境设置为：射频信号输入功率为-30dBm，本振端由13dBm 电平驱动，中频输出频率固定设置为0.1GHz，端接50Ω 负载。仿真测试结果如图6～图8 所示。

图6 变频损耗

图7 隔离度

图8 中频带宽

在4.5～6GHz 工作频率范围内，混频网络变频损耗在6.8dB 以内，中心频率5.2GHz 处变频损耗为6.5dB。

在4.5～6GHz 工作频率范围内，本振端到射频端隔离度大于40dB，最大可达到45dB；本振端到中频端隔离度大于30dB，最大可达到32dB。

中频输出从DC 到2GHz 的范围内，变频损耗均在10dB 以下。7dB 变频损耗对应的中频信号输出范围为1GHz。

4 结论

本文基于双平衡结构设计了一款工作在C 波段的无源混频器芯片，通过内部功能模块参数的优化实现了较好的混频特性，经仿真测试，变频损耗在带内小于7dB，本振到射频隔离度大于40dB，本振到中频隔离度大于30dB，输入1dB 压缩点大于15dBm，验证了设计的合理性和可行性。整体版图尺寸较小，利于节省成本。在后续的研究中，可以选用不同结构巴伦进一步优化性能。